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CN201480065381.X 被配置用于限制切换过压的电力变换器

技术领域

本公开涉及电力电子装置的领域。更具体地,本公开涉及被配置用于限制切换过压的电力变换器。

背景技术

换向电池(commutationcells)通常在需要电压源的变换的电子系统中使用,该电子系统包括DC-DC变换器和DC-AC变换器两者,所述变换器通常被称为逆变器。具有为电力变换器电路(诸如在电力和/或电力混合汽车应用中使用的电路)预留的有限空间,并且给定半导体的高成本,对于这些换向电池的集成的需求增加。

降低电力变换器电路中半导体占用的空间的已知方式是增加它们的效率,以允许降低冷却表面的尺寸。

传统电力变换器电路中存在的电力电子开关中的损耗主要由两个来源引起;传导损耗和切换损耗。降低切换损耗的一种方式一般通过加速电力电子开关的接通和关断。然而,电力电子开关的快速关断生成它们的高频环路的杂散电感中的过压。由此通常需要减慢电力电子开关的关断,以保护它们免受过压。这可严重影响传统电力变换器电路的总体效率。

图1是诸如在传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向电池的理想化电路图。换向电池10将来自电压源12(或来自电容器)的DC电压Vbus变换为通常生成对于负载14合适的电压Vout的电流源Iout(或电感),所述负载14可以是阻性负载、电机等。换向电池10包括续流二极管16和受控电力电子开关18,例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)。使用电容器20(Cin)来限制电压源12的电压Vbus的变化,并且使用电感器21来限制输出电流Iout的变化。栅极驱动器(图1中未示出但是后面图上示出)控制电力电子开关18的接通和关断。图1图示了换向电池10、负载14、和电压源12的配置,其中能量从电压源12流到负载14,即在图上从左到右。换向电池10也能在其中能量按照相对方向流动的相反配置中使用。

当接通时,电力电子开关18允许电流经过其从其集电极22流到其发射极24;这时,电力电子开关18能被近似为闭合电路。当关断时,电力电子开关18不允许电流流经并成为开路。

栅极驱动器在电力电子开关18的栅极26和发射极24之间施加可变控制电压。对于诸如双极晶体管的一些类型的电力电子开关,栅极驱动器可担当电流源代替电压源。一般来说,当栅极26和发射极24之间施加的电压为“高”时,电力电子开关18允许从集电极22到发射极24的电流经过。当栅极26和发射极24之间施加的电压为“低”时,电力电子开关18阻止电流经过。更详细地,栅极26和发射极24之间的压差(标注为Vge)由栅极驱动器控制。当Vge大于电力电子开关18的阈值Vge(th)时,开关18接通并且集电极22和发射极24之间的电压Vce变为接近零。当Vge低于Vge(th)时,电力电子开关18关断并且Vce最终达到Vbus。

当电力电子开关18接通时,电流Iout从电压源12(并暂时从电容器20)流经负载14并流经集电极22和发射极24。当电力电子开关18关断时,电流Iout从负载14循环并在续流二极管16中经过。由此可观察到,电力电子开关18和续流二极管16级联操作。按照高频率的电力电子开关18的接通和关断允许输出电感Lout32中的电流Iout保持相当恒定。

应观察到,在其他电力电子开关类型(例如,双极晶体管)的情况下,术语“栅极”可由“基极”替换,与电压控制的栅极相对,基极由电流控制。这些区别不改变换向电池10的总体操作原理。

图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向电池的另一电路图。与图1的理想化模型相反,实际换向电池的组件之间的连接定义寄生电感。尽管寄生电感分布在换向电池10内的各个地点,但是图2中呈现的适当模型示出了代表总体寄生电感的两(2)个区别电感,包括电力电子开关18的发射极电感30、和代表由续流二极管16、电力电子开关18和电容器20形成的高频环路36周围的所有其他寄生电感(除了发射极电感30之外)的电感34。高频环路36是其中在电力电子开关18的切换时电流显著改变的路径。应注意到,输出电感Lout32不是高频环路的一部分,因为其电流贯穿换向周期保持相当恒定。

图3是进一步示出了栅极驱动器40的传统换向电池的电路图。为了简化说明,换向电池10的一些元件没有在图3上示出。图3进一步示出了具有正电源电压42和负电源电压44的栅极驱动器40,栅极驱动器40的输出46经由栅极电阻器Rg连接到电力电子开关18的栅极26。栅极驱动器40的正电源电压42具有标注为+Vcc的值,例如地基准(后面图中示出)之上的+15伏,而负电源电压44具有标注为-Vdd的值,例如地基准之下的-5伏。栅极驱动器40的输入50连接到换向电池10的控制器(未示出),如本领域公知的那样。栅极驱动器40的输出46处的电压增大到+Vcc并降低到-Vdd,以便控制栅极26处的电压。栅极26到发射极的输入电阻可非常高,特别是在IGBT的情况下。然而,当栅极驱动器40在+Vcc和-Vdd之间交替时,在栅极22和发射极24之间存在的寄生密勒电容Cge(后面图中示出)使得一些电流从输出46流出。作为电力电子开关18的寄生电容Cge和期望切换速率的函数来选择栅极电阻器的值Rg,使得栅极26处的电压按照对于期望切换速率合适的速率改变。

在图3上,流经电力电子开关18和发射极寄生电感30的电流Iigbt,当电力电子开关18闭合时,本质上等于Iout,并且当电力电子开关18断开时,迅速降低为零(基本上)。

当电力电子开关18接通或关断时,流经其的电流Iigbt按照快速率增加或减少。Iigbt的这些变化(标注为di/dt)根据公知公式(1)生成电感30和34两端的电压:

VL=L·didt---(1)

其中VL是电感两端感应的电压并且L是电感值。

在寄生电感34两端生成电压VLs,并且在发射极寄生电感30两端生成电压VLe。在图2和3上,当Iigbt电流非常快地减少、di/dt由此取负值时,包括发射极电感30的高频环路电感34两端示出的极性反映在电力电子开关18关断时获得的电压。在电力电子开关18的接通时,包括发射极电感30的高频环路电感34两端的电压处于相反方向。

这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串联。当电力电子开关18关断时,集电极22到发射极24电压增加,直到续流二极管16接通为止。那时,Vbus、VLs和VLe的相加导致在电力电子开关18的集电极22和发射极24之间施加的重要过压。尽管电力电子开关被额定(rated)在某一电压电平用于操作,但是极度过压能降低任何电力电子开关的寿命,由此导致其早熟故障或甚至破坏该装置。

图4是由两个传统换向电池形成的传统IGBT腿的电路图。在图1-3的以上描述中引入的两个换向电池10(其中将IGBT用作在图4的示例中的电力电子开关18)在单一环路中连接以形成IGBT腿70。如图4上所示,两个栅极驱动器40具有与+15V和-5V电源(未示出)连接的正和负电源电压。在传统IGBT腿70中,向IGBT之一的栅极驱动器40施加负电压(例如,-5V)减慢其关断,而相对IGBT正被接通。

第一电力电子开关(底部IGBTQ1)与第一续流二极管(顶部续流二极管D2)级联操作,而第二电力电子开关(顶部IGBTQ2)与另一续流二极管(底部续流二极管D1)级联操作。每一IGBT具有其自己的栅极驱动器40。电压源(未示出)与经由寄生电感Lc连接到IGBT腿70的输入电容20(Cin)并行地提供电压Vbus。电力变换器的线、连接、去耦电容器和电路板轨迹中固有提供的电感已在图4中表示。用于从电池(没有示出)为三相电机(也未示出)供电所使用的三相电力变换器将包括图4上示出的三(3)个IGBT腿70。由于认为这样的电力变换器是公知的,所以这里不进一步详细描述它们。

能从图4中看到的是,每一栅极驱动器的基准连接到IGBTQ1和Q2的发射极(典型已知为IGBTQ1和Q2的逻辑管脚)。为了简明的目的,图4的描述集中于包括底部IGBTQ1的其底部部分。

图2和3的以上描述中讨论的电力电子开关18上的过压效应也应用到IGBTQ1和Q2。

当底部IGBTQ1关断时,在过压周期期间,电流从底部IGBTQ1传输到顶部续流二极管D2。适当选择的IGBT能够支持在IGBT腿70中存在的各个寄生电感(Lc、L+Vbus、Lc-high、Le-high、Lc-low、Le-low和L-Vbus)两端的电流变化(di/dt)所创建的过压。事实上,由于电感对抗其中的电流的改变,所以加性电压在IGBT腿70中发展,如同图4上示出的寄生电感的极性所图示的那样。向源极的电压Vbus添加的这些电压通常导致超出底部IGBTQ1的最大集电极到发射极电压Vce等级(rating)的电压。顶部IGBTQ2经受相同问题。

图5是示出了图4的IGBT的关断时的电流和电压波形的图。在关断处示出了IGBTQ1的集电极到发射极电压Vce、栅极到发射极电压Vce和从集电极流到发射极的电流I。可观察到,在关断时,存在源极的电压Vbus之上的的Vce的主要过压(峰值)。

存在意欲通过减慢栅极-发射极电压的斜率来限制电力电子开关中的过压的方案。然而,过压的过分限制能暗示电流的较长切换时间,这降低了换向电池性能。

而且,当电力电子开关18接通时,电流开始在集电极22和发射极24之间流动。流经续流二极管16的电流并发减少,直到整个电流Iout流经电力电子开关18为止。称为恢复电流的附加电流在电力电子开关18中循环,使得一些电流沿着续流二极管16的相反方向循环,直到去除了其交叉点(junction)上沉积的所有电荷为止。续流二极管16然后关断,允许电压在其上增强(build),同时电力电子开关18的集电极22和发射极24之间的电压降低到基本为零。当续流二极管16阻断时,反向流动的电流引起突发电压增加,进而引起续流二极管16的寄生电容(未明确示出)与高频环路36的电感30和34之间的振荡。

由此有趣的是,当接通电力电子开关18时控制di/dt,因为电压的过分突然下降能在相对电力电子开关(未示出)的栅极中注入电流,促使相对电力电子开关变为导通,同时电力电子开关18仍然导通。di/dt还生成重要和不期望的电磁干扰(EMI)。

所以,存在对于能够降低在电力变换器中的切换时发生的过压的电路的需求。

发明内容

根据本公开,提供了一种被配置用于限制切换过压的电力变换器。该电力变换器包括一对换向电池。每一换向电池包括电力电子开关和与电力电子开关的栅极连接的栅极驱动器。第一换向电池的栅极驱动器的基准连接到电力变换器的地。第二换向电池的栅极驱动器的基准连接到第一换向电池的电力电子开关的集电极。电力电子开关的栅极驱动器具有单一电压电源。

在阅读参考附图仅作为示例给出的其示意性实施例的以下非限制性描述时,前述和其它特征将变得更清楚。

附图说明

将参考附图仅作为示例描述本公开的实施例,其中:

图1是诸如传统电力变换器电路中使用的那些的、传统换向电池的理想化电路图;

图2是示出了寄生(杂散)电感的、图1的传统换向电池的另一电路图。

图3是进一步示出了栅极驱动器的传统换向电池的电路图;

图4是由两个传统换向电池形成的传统IGBT腿的电路图;

图5是示出了图4的IGBT的关断时的电流和电压波形的图;

图6根据实施例的具有在寄生(杂散)发射极电感两端连接的电阻分压器的IGBT腿的电路图;

图7是示出了具有500伏总线电压的图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图;

图8是示出了图6的IGBT的关断时的电流和电压波形的图,电阻分压器被调整用于短路条件下的300伏的最大总线电压;和

图9是包括密勒电容的IGBT电容的示意性表示。

相同的附图标记在各个图中表示相同特征。

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